淺談基于高頻調(diào)制的霍爾傳感器讀出電路設(shè)計(jì)與選型.

摘要：本文基于霍爾傳感器輸出信號幅度小、頻率低、易受噪聲干擾的特點(diǎn)，有針對性地提出種基于高頻調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)的霍爾傳感器讀出電路。該讀出電路主要包括可變增益運(yùn)算放大器，高頻調(diào)制電路以及1bit量化的二階sigma-delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器。通過采用高頻調(diào)制，減少電路中低頻噪聲以及失調(diào)的影響，同時(shí)經(jīng)過放大器進(jìn)行幅值放大，避免噪聲混入。先通過MATLAB建模仿真確定設(shè)計(jì)所需參數(shù)，然后基于SMIC0.18Ixm混合信號CMOS工藝完成整體電路設(shè)計(jì)。經(jīng)測試，電路在3.3V電源電壓，1kHz信號帶寬以及256kHz時(shí)鐘頻率下，經(jīng)過后仿真得到信噪比(SNR)為83.12dB，可滿足設(shè)計(jì)的要求。

關(guān)鍵詞：爾傳感器讀出電路；高頻調(diào)制電路；可變增益放大器；調(diào)制器

0引言

隨著霍爾傳感器廣泛應(yīng)用于電子、醫(yī)療、器械等各個(gè)方面，對其輸出信號進(jìn)行準(zhǔn)確采集變得至關(guān)重要。經(jīng)研究發(fā)現(xiàn)，在3.3V電源電壓，±0.4T磁場強(qiáng)度條件下，霍爾傳感器輸出信號范圍在±150mV之間。而在通常應(yīng)用中，霍爾傳感器大多處在較小的磁場里，般為mT數(shù)量級，因此霍爾傳感器的輸出信號較小，容易受到外界環(huán)境的干擾，需要對輸出信號進(jìn)行放大處理。同時(shí)，基于輸出信號頻率較低的特性，需要采用低頻噪聲抑制電路來降低噪聲對信號帶來的影響。后以模數(shù)轉(zhuǎn)換器作為信號進(jìn)行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換與精度測量的模塊也是*的。

外對于讀出電路的研究已經(jīng)較為成熟，而內(nèi)近些年來也有較大發(fā)展，如上海華虹、中科學(xué)院微電子所以及中科學(xué)院大學(xué)在讀出電路設(shè)計(jì)方面都有相應(yīng)成果，本文在這些研究基礎(chǔ)上加入噪聲抑制電路，進(jìn)步改善讀出電路的性能。

霍爾傳感器讀出電路的設(shè)計(jì)如圖1所示，主要由對信號進(jìn)行放大的可變增益放大器以及對信號進(jìn)行轉(zhuǎn)換的模數(shù)轉(zhuǎn)換器組成。其中，為避免低頻噪聲和失調(diào)的影響，在設(shè)計(jì)中加入了高頻調(diào)制結(jié)構(gòu)，將噪聲和失調(diào)轉(zhuǎn)移到信號帶寬之外，以改善整體電路性能。

圖1霍爾傳感器讀出電路結(jié)構(gòu)

本文詳細(xì)介紹了讀出電路芯片的設(shè)計(jì)，對電路的基本理論與架構(gòu)進(jìn)行研究與分析，完成從Simulink建模，電路設(shè)計(jì)到版圖布局各個(gè)環(huán)節(jié)，終進(jìn)行后仿真，實(shí)現(xiàn)目標(biāo)要求。

1整體電路建模

從讀出電路基本理論與架構(gòu)出發(fā)，基于MATLAB平臺對于整體電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行模型仿真。如圖2所示，框圖由上到下分別為基于高頻調(diào)制的可變增益運(yùn)算放大器，sigma—delta調(diào)制器以及降采樣數(shù)字濾波器。具體流程如下：可變增益運(yùn)算放大器根據(jù)輸入信號幅度大小自動(dòng)選擇合適的放大倍數(shù)進(jìn)行信號放大。放大后的信號由sig-ma-delta調(diào)制器進(jìn)行積分量化，轉(zhuǎn)化為1bit的數(shù)字信號，然后經(jīng)過后級降采樣數(shù)字濾波器的濾波和抽樣過程，輸出高精度的數(shù)字碼。

幽2讀出電路的MATLAB模型

該設(shè)計(jì)提出在運(yùn)算放大器的輸入與輸出節(jié)點(diǎn)加入高頻調(diào)制電路，其目的主要是將運(yùn)放產(chǎn)生的1/f噪聲和失調(diào)調(diào)制到信號帶寬之外，然后在濾波器的作用下濾除掉，避免噪聲和失調(diào)對低頻小信號產(chǎn)生影響。因此高頻調(diào)制電路的功能主要是完成對噪聲信號的調(diào)制。由傅里葉級數(shù)可知：假設(shè)P是周期為T_P占空比為50％的方波信號。傅里葉系數(shù)設(shè)為P_K。由此可以得到：

     （1）

若將噪聲的功率譜密度（PSD）設(shè)為S_n（w），則經(jīng)過次調(diào)制的噪聲功率譜密度S_n（w）可以表示為：

     （2）

由式(2)可以得出：噪聲頻譜S_n經(jīng)過次調(diào)制被轉(zhuǎn)移到斬波信號P的奇次諧波上，因而削弱了信號基帶內(nèi)的噪聲。而在高頻調(diào)制電路模型搭建過程中，高頻調(diào)制電路的頻率應(yīng)滿足：

     （3）

其中，K≥2，BW_signal為信號帶寬，f_corner，為噪聲角頻率。

而對于調(diào)制器的設(shè)計(jì)，則應(yīng)先確定其噪聲傳輸函數(shù)。因?yàn)檎{(diào)制器的功能相當(dāng)于低通的模擬濾波器，所以可以根據(jù)巴特沃茲濾波器的特性來對其進(jìn)行分析，得到二階單環(huán)調(diào)制器的噪聲傳輸函數(shù)(NTF)為：

      （4）

基于式(4)，由調(diào)制器的架構(gòu)，可以推導(dǎo)所需增益以及反饋因子的范圍，然后帶入模型進(jìn)行仿真，確定合適的值。

由于sigma-delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的整體電路是由模擬調(diào)制器和數(shù)字濾波器共同構(gòu)成，調(diào)制器部分決定設(shè)計(jì)的精度，而數(shù)字濾波器部分決定設(shè)計(jì)的面積和功耗，所以在對濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，可以使用CIC濾波器、補(bǔ)償濾波器以及半帶濾波器的組合來盡可能的降低所需的硬件開銷，以減小電路的面積和功耗。

考慮實(shí)際電路設(shè)計(jì)中各種非理想因素如：KT/C噪聲、時(shí)鐘抖動(dòng)、運(yùn)放的有限增益、帶寬壓擺率以及開關(guān)非線性等的影響，確定模型中各個(gè)參數(shù)的指標(biāo)。終得到仿真結(jié)果如圖3所示，信噪比達(dá)到84.2dB，達(dá)到預(yù)期74dB的設(shè)計(jì)目標(biāo)。

圖3MATLAB模型仿真結(jié)果

2關(guān)鍵單元電路設(shè)計(jì)

2.1高頻調(diào)制電路

高頻調(diào)制電路作為降低電路噪聲及失調(diào)的關(guān)鍵模塊，其內(nèi)部開關(guān)的結(jié)構(gòu)如圖4(a)和圖4(b)所示。

圖4關(guān)鍵電路

由圖4(a)可知，在高頻調(diào)制電路中，隨著時(shí)鐘信號的交替變化，能夠選通不同的信號路徑，實(shí)現(xiàn)信號與方波相乘的功能。其中，對于方框中電路的選取只需要考慮信號能夠無損失傳輸即可。很簡單的情況是使用單個(gè)NMOS管來實(shí)現(xiàn)開關(guān)的功能，但是由于單個(gè)NMOS管做開關(guān)存在非線性以及閾值電壓變化的問題，會(huì)在電路中引入諧波失真，影響電路性能。所以本設(shè)計(jì)采用柵壓自舉開關(guān)的結(jié)構(gòu)，如圖4(b)所示，當(dāng)CLK為高電平時(shí)，M7管截止，M3和M8管導(dǎo)通，使得c3兩端的電壓為電源電壓；當(dāng)CLK為低電平時(shí)，M3和M8管關(guān)斷，M4和M6導(dǎo)通，此時(shí)，M7也處于導(dǎo)通狀態(tài)且柵源電壓為C3兩端的電壓，因此與輸入信號的大小無關(guān)。即增加了開關(guān)導(dǎo)通電阻的線性度。同時(shí)柵壓自舉開關(guān)的使用方面避免了單個(gè)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)電阻較大的問題，另方面也降低了時(shí)鐘饋通等因素的影響。

2.2可變增益運(yùn)算放大器

由上述sigma-delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的模型結(jié)構(gòu)可以驗(yàn)證，在滿擺幅范圍內(nèi)，隨著輸入信號幅度增加，模數(shù)轉(zhuǎn)換器的峰值信噪比(PSNR)也會(huì)增加，但是接近滿擺幅時(shí)，會(huì)引起調(diào)制器中后級積分器出現(xiàn)過擺幅的現(xiàn)象，從而在輸出引入大量諧波，使得PSNR下降。所以盡量選擇合適的信號幅值輸入。而霍爾傳感器處在不同磁場中，輸出信號幅度不同，這就使得通過轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換得到的精度產(chǎn)生很大差異。所以該設(shè)計(jì)在霍爾傳感器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器之間加入可變增益的運(yùn)算放大器，方面可以放大端電路輸出的小信號，另方面又可以調(diào)節(jié)自身輸出信號幅度以適應(yīng)后級模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的要求，結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5可變增益運(yùn)算放大器

在設(shè)計(jì)中，為保證電路穩(wěn)定性，運(yùn)放采用閉環(huán)結(jié)構(gòu)。根據(jù)不同輸入信號的幅度大小，由數(shù)字電路控制選取不同的開關(guān)閉合，然后通過電阻比值對信號進(jìn)行相應(yīng)倍數(shù)的放大。其中對于阻值的選取，要考慮版圖的布局，以減小電阻失配誤差帶來的影響。此外，設(shè)計(jì)中加入了高頻調(diào)制電路，使得運(yùn)放產(chǎn)生的1If噪聲和失調(diào)移到高頻端，以降低信號帶內(nèi)噪聲。如圖6所示，虛線和實(shí)線分別為不加調(diào)制電路與加入調(diào)制電路的運(yùn)放等效輸入噪聲的仿真結(jié)果，由圖6可以看出，高頻調(diào)制電路有效地抑制了低頻噪聲。

圖6不加與加入凋制電路的運(yùn)放等效輸入噪聲波形

2.3sigma-delta調(diào)制器

傳統(tǒng)的Nyquist模數(shù)轉(zhuǎn)換器利用復(fù)雜的比較方式實(shí)現(xiàn)對信號幅度精確量化的功能。但是由于近些年來工藝技術(shù)不斷發(fā)展，器件尺寸以及電源電壓不斷減小，器件的失配對于傳統(tǒng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的影響越來越大。而sigma-delta調(diào)制器利用其自身的環(huán)路調(diào)節(jié)勢，很大地減小了器件失配對電路精度的影響，易于實(shí)現(xiàn)高精度的轉(zhuǎn)換。調(diào)制過程的實(shí)質(zhì)就是將信號帶內(nèi)大部分噪聲移到帶外，再經(jīng)過后級濾波器濾除，以提高信噪比，即提高轉(zhuǎn)換精度。該設(shè)計(jì)中sigma—delta調(diào)制器主要是由開關(guān)電容積分器、量化器、反饋DAC以及兩相非交疊時(shí)鐘4個(gè)模塊構(gòu)成。

其中，積分器作為調(diào)制器實(shí)現(xiàn)低通濾波功能的主要模塊，結(jié)構(gòu)如圖7所示，由兩相非交疊時(shí)鐘來控制電路的采樣與積分過程，同時(shí)為避免溝道電荷注入引入非線性誤差，在每個(gè)過程中，

控制靠近運(yùn)放輸入端的開關(guān)先斷開，這樣避免了與輸入信號有關(guān)的電荷對運(yùn)放輸出產(chǎn)生影響，但是這種方式會(huì)在電路中引入直流偏移，而直流偏移的影響能夠通過全差分結(jié)構(gòu)來消除。

圖7積分器電路結(jié)構(gòu)

在實(shí)際設(shè)計(jì)過程中，如果考慮運(yùn)放有限增益以及寄生電容的影響，其傳輸函數(shù)為：

  （5）

其中，，分別為積分器的增益誤差以及極點(diǎn)誤差。

由式(5)可以看出，由于非理想因素的影響使得傳輸函數(shù)的極點(diǎn)由原點(diǎn)處發(fā)生了偏移，這樣會(huì)削弱積分器電路對于帶內(nèi)噪聲的抑制作用。所以設(shè)計(jì)積分器參數(shù)時(shí)對于各種非理想因素造成的影響要在面模型設(shè)計(jì)中進(jìn)行詳細(xì)分析，在非理想情況下，確定合適的參數(shù)值。同可變增益運(yùn)放樣，積分器中也可以加入高頻調(diào)制電路，以避免低頻噪聲影響。但在調(diào)制器設(shè)計(jì)中只需要考慮階積分器的噪聲即可。可以證明：假設(shè)在n階單環(huán)調(diào)制器中，i個(gè)積分器的等效輸入噪聲為E_n,i，則整個(gè)調(diào)制器的等效輸入噪聲E_i可以表示為：

   （6）

式(6)成立的條件是當(dāng)n≥2時(shí)，調(diào)制器處于穩(wěn)定狀態(tài)。其中，K1，K2,a分別為及二個(gè)積分器的增益衰減因子。從式子可以看出，除階積分器之外，i(i>1)階積分器都受到i-1階的調(diào)制作用。所以在進(jìn)行調(diào)制器設(shè)計(jì)時(shí)，只需要在階調(diào)制器中加入高頻調(diào)制電路。對于量化器的設(shè)計(jì)，從降低功耗角度考慮，本文采用動(dòng)態(tài)鎖存比較器來實(shí)現(xiàn)。如圖8所示，其工作過程主要分為2個(gè)階段：預(yù)置期和再建期。在預(yù)置階段，將CLKl置為低電平，CLK2置為高電平，M11和M14導(dǎo)通，C、d兩點(diǎn)被充電到電源電壓。而開關(guān)管M2a作為復(fù)位管，電流流經(jīng)M2a使得a、b兩點(diǎn)的電位差迅速減小，且與此時(shí)的輸入電壓差成正比。下時(shí)刻，CLKl被置為高電平，CLK2為低電平。比較器進(jìn)入再建期即比較階段，將復(fù)位后a、b兩點(diǎn)的差值作為比較電壓的初始值，之后在正反饋?zhàn)饔孟拢?/font>a、b兩點(diǎn)電壓被拉到電源電壓和地，得出比較結(jié)果。

圖8動(dòng)態(tài)鎖存比較器結(jié)構(gòu)

此外，在比較器設(shè)計(jì)過程中需要著重考慮復(fù)位管M2a的尺寸問題。若管子尺寸設(shè)計(jì)較小，則管子電阻變大，流過M2a的電流將減小，繼而降低了a、b兩點(diǎn)平衡的速度，增加了復(fù)位階段的時(shí)間；但若管子尺寸設(shè)計(jì)的較大，管子的電阻變小，使得復(fù)位后a、b兩點(diǎn)的電壓差較小，降低了再建速度。所以設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)按照要求折衷考慮。比較器設(shè)計(jì)中還需要考慮到比較器的kick-back噪聲和失調(diào)的影響，其中，kickback噪聲是比較器的輸出通過管子的寄生電容耦合到輸入引起的，可以通過引入開關(guān)電容的采樣電路來降低其影響。而失調(diào)主要是由輸入管的匹配精度決定，所以在比較器的版圖設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)注意輸入管的擺放。

由于調(diào)制器輸入擺幅設(shè)計(jì)為1V，要實(shí)現(xiàn)12bits的有效精度，比較器的小精度達(dá)到1/2個(gè)LSB即可，通過仿真，比較器能實(shí)現(xiàn)精度為0.1mV的比較，滿足設(shè)計(jì)要求。

3、版圖與仿真

本設(shè)計(jì)是基于SMIC0.18um混合信號CMOS工藝實(shí)現(xiàn)的，在3.3V電源電壓下整體電路的功耗為2.1mW，讀出電路的版圖布局，如圖9所示，面積為1.05mmX0.73mm。

圖9霍爾傳感器版圖設(shè)計(jì)

基于整體版圖設(shè)計(jì)，進(jìn)行寄生參數(shù)提取，然后在輸入信號為4mV，端放大器放大100倍，時(shí)鐘頻率為256kHz的條件下進(jìn)行后仿真。仿真結(jié)果如圖10所示，信噪比為83.12dB，有效位數(shù)為13.5bits，滿足了設(shè)計(jì)的要求。

圖10讀山電路FFT分析結(jié)果

4安科瑞霍爾傳感器產(chǎn)品選型

4.1產(chǎn)品介紹

霍爾電流傳感器主要適用于交流、直流、脈沖等復(fù)雜信號的隔離轉(zhuǎn)換，通過霍爾效應(yīng)原理使變換后的信號能夠直接被AD、DSP、PLC、二次儀表等各種采集裝置直接采集和接受，響應(yīng)時(shí)間快，電流測量范圍寬精度高，過載能力強(qiáng)，線性好，抗干擾能力強(qiáng)。適用于電流監(jiān)控及電池應(yīng)用、逆變電源及太陽能電源管理系統(tǒng)、直流屏及直流馬達(dá)驅(qū)動(dòng)、電鍍、焊接應(yīng)用、變頻器，UPS伺服控制等系統(tǒng)電流信號采集和反饋控制。

4.2產(chǎn)品選型

4.2.1開口式開環(huán)霍爾電流傳感器

 表1

4.2.2閉口式開環(huán)霍爾電流傳感器

 表2

4.2.3閉環(huán)霍爾電流傳感器

表3

4.2.4直流漏電流傳感器

 表4

5實(shí)驗(yàn)結(jié)論

本文基于石墨烯霍爾傳感器輸出信號的特點(diǎn)，完成了其讀出電路的設(shè)計(jì)。采用可變增益運(yùn)算放大器對信號進(jìn)行放大，再由過采樣ADC進(jìn)行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換與精度測量。而在整個(gè)過程中，通過高頻調(diào)制方式降低低頻噪聲以及失調(diào)的影響，以改善電路的性能。終在smico.18μM1P6MCOS工藝條件下，對整體電路進(jìn)行測試，結(jié)果表明電路滿足12bits的設(shè)計(jì)目標(biāo)。